GPS系統(tǒng)恒溫晶振時(shí)間間隔測(cè)量模塊分析
來源：http://www.dbaub.cn 作者：康華爾電子 2018年04月09
GPS導(dǎo)航定位系統(tǒng)開始發(fā)展的時(shí)間較早，起源于美國(guó)軍方的一個(gè)項(xiàng)目，在中國(guó)北斗系統(tǒng)沒研發(fā)出來之前，GPS系統(tǒng)一直是全球軍工，商業(yè)和民用領(lǐng)域使用的定位和導(dǎo)航高科技產(chǎn)品。這個(gè)概念最早是在1958年出現(xiàn)，經(jīng)過60年的發(fā)展，在現(xiàn)今的互聯(lián)網(wǎng)時(shí)代，GPS仍然是非常有發(fā)展前景，而且技術(shù)也越來越成熟。大到飛機(jī)輪船，航天小到智能手機(jī)，汽車導(dǎo)航等，GPS和我們的生活息息相關(guān)，是科學(xué)家們長(zhǎng)期研究的方向。
高精度的時(shí)間測(cè)量是實(shí)現(xiàn)馴服保持的基礎(chǔ),一般都使用比時(shí)法測(cè)頻差的方法實(shí)現(xiàn)對(duì)恒溫晶振的鎖定,其中最常用的方法就是直接計(jì)數(shù)法,即在有待測(cè)時(shí)間間隔構(gòu)成的閘門信號(hào)中填入脈沖,通過必要的計(jì)數(shù)電路,得到填充脈沖的個(gè)數(shù)后再乘以填充周期便可計(jì)算出待測(cè)的時(shí)間間隔。但是這種方法的測(cè)量精度很低,主要取決于填充脈沖的頻率,有源晶振頻率越高測(cè)量精度越高,但在實(shí)際應(yīng)用中,這會(huì)大大提高對(duì)相應(yīng)器件和線路的要求,同時(shí)還存在±1個(gè)字的量化誤差,直接計(jì)數(shù)法如圖4.3
所示：
其它常用的時(shí)間間隔測(cè)量方法還有模擬內(nèi)插法、游標(biāo)法、量化延遲法、時(shí)間幅度轉(zhuǎn)化法,雖然這些方法都具有很高的測(cè)量分辨率,但是它們的測(cè)量范圍都很小,于是考慮將直接計(jì)數(shù)法和上述某一種高分辨率測(cè)量方法相結(jié)合的測(cè)量方法, 從而可以同時(shí)兼顧到測(cè)量分辨率和測(cè)量范圍。
本文采用將直接計(jì)數(shù)法和時(shí)間一幅度轉(zhuǎn)化法相結(jié)合的時(shí)間間隔測(cè)量方法,對(duì)時(shí)間間隔閘門首先用直接計(jì)數(shù)法計(jì)數(shù),由圖43所示,T為被測(cè)時(shí)間間隔值,T為由直接計(jì)數(shù)法計(jì)算得到的時(shí)間間隔測(cè)量結(jié)果,T和T2分別代表代表時(shí)間間隔的開始信號(hào)和結(jié)束信號(hào)與計(jì)數(shù)時(shí)鐘信號(hào)之間的不同步部分,即直接計(jì)數(shù)法中存在的量化誤差部分,而這兩部分短時(shí)間間隔值由采用時(shí)間一幅度轉(zhuǎn)換法來測(cè)量。因此被測(cè)時(shí)間間隔值可由下式計(jì)算得到:
TX=TN+T1-T2 式(4-1)
由于輸入到時(shí)間間隔測(cè)量模塊的兩信號(hào)為來自GPS接收機(jī)的IPPS信號(hào)和OCXO晶振分頻得到的1Hz信號(hào),分別以待測(cè)閘門的上升沿和下降沿作為短時(shí)間間隔T和T的開門信號(hào),以緊隨它們的第一個(gè)填充信號(hào)的上升沿和下降沿作為關(guān)門信號(hào)。
因?yàn)樘畛涿}沖為OCXO石英晶體振蕩器輸出的10MHz信號(hào),理論上1Hz信號(hào)和填充脈沖的上升沿是嚴(yán)格對(duì)齊的或者有一個(gè)固定的相位差,所以可以認(rèn)為結(jié)束信號(hào)與填充脈沖之間的相位關(guān)系不再是隨機(jī)的,而是相關(guān)的。也就是在該系統(tǒng)中只需考慮待測(cè)時(shí)間向間隔開門后的短時(shí)間間隔T,而不必考慮關(guān)門后的短時(shí)間間隔T2,所以待測(cè)時(shí)間間隔變?yōu)門=T+T1,時(shí)間一幅度轉(zhuǎn)換法的原理圖如圖4.4所示同。
具體電路實(shí)現(xiàn)時(shí)采用CPLD和帶有AD轉(zhuǎn)換器的單片機(jī)MSP430F247)以及外圍的電流源電路、高度開關(guān)、放電MOS管等構(gòu)成,充放電電路如圖4.5所示。
CPLD用于取出直接計(jì)數(shù)法中計(jì)數(shù)OCXO石英晶振時(shí)鐘信號(hào)和代表被測(cè)時(shí)間間隔閘門的開始信號(hào)和結(jié)束信號(hào)之間的不同步部分,并將它們轉(zhuǎn)化為窄脈沖輸出。當(dāng)短時(shí)間間隔脈沖CH1的開門信號(hào)輸入到三極管Q1的基極時(shí),用+5V的直流電源對(duì)電容進(jìn)行充電,以實(shí)現(xiàn)時(shí)間一幅度初步轉(zhuǎn)換;當(dāng)短時(shí)間間隔閘門的關(guān)門信號(hào)到來時(shí),三極管截止,停止充電并保持充電電壓。信號(hào)調(diào)理電路將其幅度調(diào)理到單片機(jī)AD轉(zhuǎn)換器的輸入范圍內(nèi)后送入單片機(jī)的AD轉(zhuǎn)換器進(jìn)行轉(zhuǎn)化,完成轉(zhuǎn)化后向效應(yīng)管BS170發(fā)出個(gè)復(fù)位信號(hào)CH_2,使場(chǎng)效應(yīng)管導(dǎo)通,電容迅速放電,為下一次測(cè)量做好準(zhǔn)備最后單片機(jī)根據(jù)AD轉(zhuǎn)換結(jié)果,計(jì)算出對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔值,從而完成了一次完整的測(cè)量過程。
這種方法的優(yōu)點(diǎn)是測(cè)量分辨率高,轉(zhuǎn)換時(shí)間短。但不足之處就是轉(zhuǎn)換存在非線性誤差,因此使用前需要對(duì)其校準(zhǔn),將時(shí)間間隔隨時(shí)間變化的兩路不同源信號(hào)同時(shí)輸入測(cè)量模塊和HP5370B,進(jìn)行測(cè)量范圍內(nèi)的約40點(diǎn)逐點(diǎn)校準(zhǔn),而后將校準(zhǔn)數(shù)據(jù)存入單片機(jī)自帶的Fash存儲(chǔ)器,測(cè)量時(shí)査表并線性擬合得到結(jié)果,該區(qū)間內(nèi)根據(jù)式(4-2)按線性關(guān)系計(jì)算該電壓值所對(duì)應(yīng)的短時(shí)間間隔值T1.
其中U為AD轉(zhuǎn)換得到的電壓值,Um和U-分別為所對(duì)應(yīng)電壓區(qū)間的上限電壓值,Tm和T分別為Um和Um所對(duì)應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間間隔值,這樣就在一程度上減小了非線性誤差。
高精度的時(shí)間測(cè)量是實(shí)現(xiàn)馴服保持的基礎(chǔ),一般都使用比時(shí)法測(cè)頻差的方法實(shí)現(xiàn)對(duì)恒溫晶振的鎖定,其中最常用的方法就是直接計(jì)數(shù)法,即在有待測(cè)時(shí)間間隔構(gòu)成的閘門信號(hào)中填入脈沖,通過必要的計(jì)數(shù)電路,得到填充脈沖的個(gè)數(shù)后再乘以填充周期便可計(jì)算出待測(cè)的時(shí)間間隔。但是這種方法的測(cè)量精度很低,主要取決于填充脈沖的頻率,有源晶振頻率越高測(cè)量精度越高,但在實(shí)際應(yīng)用中,這會(huì)大大提高對(duì)相應(yīng)器件和線路的要求,同時(shí)還存在±1個(gè)字的量化誤差,直接計(jì)數(shù)法如圖4.3
所示：
其它常用的時(shí)間間隔測(cè)量方法還有模擬內(nèi)插法、游標(biāo)法、量化延遲法、時(shí)間幅度轉(zhuǎn)化法,雖然這些方法都具有很高的測(cè)量分辨率,但是它們的測(cè)量范圍都很小,于是考慮將直接計(jì)數(shù)法和上述某一種高分辨率測(cè)量方法相結(jié)合的測(cè)量方法, 從而可以同時(shí)兼顧到測(cè)量分辨率和測(cè)量范圍。
本文采用將直接計(jì)數(shù)法和時(shí)間一幅度轉(zhuǎn)化法相結(jié)合的時(shí)間間隔測(cè)量方法,對(duì)時(shí)間間隔閘門首先用直接計(jì)數(shù)法計(jì)數(shù),由圖43所示,T為被測(cè)時(shí)間間隔值,T為由直接計(jì)數(shù)法計(jì)算得到的時(shí)間間隔測(cè)量結(jié)果,T和T2分別代表代表時(shí)間間隔的開始信號(hào)和結(jié)束信號(hào)與計(jì)數(shù)時(shí)鐘信號(hào)之間的不同步部分,即直接計(jì)數(shù)法中存在的量化誤差部分,而這兩部分短時(shí)間間隔值由采用時(shí)間一幅度轉(zhuǎn)換法來測(cè)量。因此被測(cè)時(shí)間間隔值可由下式計(jì)算得到:
TX=TN+T1-T2 式(4-1)
由于輸入到時(shí)間間隔測(cè)量模塊的兩信號(hào)為來自GPS接收機(jī)的IPPS信號(hào)和OCXO晶振分頻得到的1Hz信號(hào),分別以待測(cè)閘門的上升沿和下降沿作為短時(shí)間間隔T和T的開門信號(hào),以緊隨它們的第一個(gè)填充信號(hào)的上升沿和下降沿作為關(guān)門信號(hào)。
因?yàn)樘畛涿}沖為OCXO石英晶體振蕩器輸出的10MHz信號(hào),理論上1Hz信號(hào)和填充脈沖的上升沿是嚴(yán)格對(duì)齊的或者有一個(gè)固定的相位差,所以可以認(rèn)為結(jié)束信號(hào)與填充脈沖之間的相位關(guān)系不再是隨機(jī)的,而是相關(guān)的。也就是在該系統(tǒng)中只需考慮待測(cè)時(shí)間向間隔開門后的短時(shí)間間隔T,而不必考慮關(guān)門后的短時(shí)間間隔T2,所以待測(cè)時(shí)間間隔變?yōu)門=T+T1,時(shí)間一幅度轉(zhuǎn)換法的原理圖如圖4.4所示同。
具體電路實(shí)現(xiàn)時(shí)采用CPLD和帶有AD轉(zhuǎn)換器的單片機(jī)MSP430F247)以及外圍的電流源電路、高度開關(guān)、放電MOS管等構(gòu)成,充放電電路如圖4.5所示。
CPLD用于取出直接計(jì)數(shù)法中計(jì)數(shù)OCXO石英晶振時(shí)鐘信號(hào)和代表被測(cè)時(shí)間間隔閘門的開始信號(hào)和結(jié)束信號(hào)之間的不同步部分,并將它們轉(zhuǎn)化為窄脈沖輸出。當(dāng)短時(shí)間間隔脈沖CH1的開門信號(hào)輸入到三極管Q1的基極時(shí),用+5V的直流電源對(duì)電容進(jìn)行充電,以實(shí)現(xiàn)時(shí)間一幅度初步轉(zhuǎn)換;當(dāng)短時(shí)間間隔閘門的關(guān)門信號(hào)到來時(shí),三極管截止,停止充電并保持充電電壓。信號(hào)調(diào)理電路將其幅度調(diào)理到單片機(jī)AD轉(zhuǎn)換器的輸入范圍內(nèi)后送入單片機(jī)的AD轉(zhuǎn)換器進(jìn)行轉(zhuǎn)化,完成轉(zhuǎn)化后向效應(yīng)管BS170發(fā)出個(gè)復(fù)位信號(hào)CH_2,使場(chǎng)效應(yīng)管導(dǎo)通,電容迅速放電,為下一次測(cè)量做好準(zhǔn)備最后單片機(jī)根據(jù)AD轉(zhuǎn)換結(jié)果,計(jì)算出對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔值,從而完成了一次完整的測(cè)量過程。
這種方法的優(yōu)點(diǎn)是測(cè)量分辨率高,轉(zhuǎn)換時(shí)間短。但不足之處就是轉(zhuǎn)換存在非線性誤差,因此使用前需要對(duì)其校準(zhǔn),將時(shí)間間隔隨時(shí)間變化的兩路不同源信號(hào)同時(shí)輸入測(cè)量模塊和HP5370B,進(jìn)行測(cè)量范圍內(nèi)的約40點(diǎn)逐點(diǎn)校準(zhǔn),而后將校準(zhǔn)數(shù)據(jù)存入單片機(jī)自帶的Fash存儲(chǔ)器,測(cè)量時(shí)査表并線性擬合得到結(jié)果,該區(qū)間內(nèi)根據(jù)式(4-2)按線性關(guān)系計(jì)算該電壓值所對(duì)應(yīng)的短時(shí)間間隔值T1.
其中U為AD轉(zhuǎn)換得到的電壓值,Um和U-分別為所對(duì)應(yīng)電壓區(qū)間的上限電壓值,Tm和T分別為Um和Um所對(duì)應(yīng)的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間間隔值,這樣就在一程度上減小了非線性誤差。
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